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【工业电磁加热器】如何自制电磁感应加热器


  【工业电磁加热器】串联谐振2.5KW 锁相环追频ZVS,MOSFET全桥逆变;磁芯变压器两档阻抗改换,水冷散热,市电自耦调压调功,母线过流维护。在开端制造之前,有必要清晰一些基础性原理及概念,这样才不至于一头雾水。
自制电磁感应加热器
  一、加热机制:
  1.1涡流,只需是金属物体处于交变磁场中,都会产生涡流,强壮的高密度涡流能敏捷使工件升温。这个机制在所有电阻率不为无穷大的导体中均存在。
  1.2感应环流,工件相当于一个短路的1匝线圈,与感应线圈构成一个空心变压器,由于电流比等于匝比的反比,工件上的电流是感应线圈中电流的N(匝数)倍,强壮的感应短路电流使工件敏捷升温。这个机制在任何导体中均存在,安稳磁通密度状况下,工件与磁场矢量正交的面积越大,工件上感生的电流越大,功率越高。由此可看出,大磁通切割面积的工件比小面积的工件更简单获得高温。
  1.3磁畴冲突(在铁磁体内存在着无数个线度约为10-4m的原本已经磁化了的小区域,这些小区域叫磁畴),铁磁性物质的磁畴,在交变磁场的磁化与逆磁环作用下,剧烈冲突,产生高温。这个机制在铁磁性物质中占主导。
  由此可看出,不同资料的工件,由于加热的机制不同,形成的加热作用也不一样。其中铁磁物质三中机制都占,加热作用好。铁磁质加热到居里点以上时,转为顺磁性,磁畴机制减退乃至消失。这时只能靠剩下两个机制持续加热。
  当工件跳过居里点后,磁感应现 象削弱,线圈等效阻抗大幅下降,致使谐振回路电流增大。跳过居里点后,线圈电感量也跟着下降。LC回路的固有谐振频率会发作改动。致使固定鼓励方法的加热器失谐而形成设备损坏或功率大减。
  二、为什么要选用谐振?应选用何种谐振?
  2.1先回答个问题。我曾经认为只需往感应加热线圈中通入足够强的电流,就成一台感应加热设备了。也对此做了一个实验。
  实验中确实有加热作用,可是远远没有到达电源的输出功率应有的作用。这是为什么呢,咱们来剖析一下,明显,关于固定的工件,加热作用与逆变器实践输出功率成正比。关于感应线圈,根本呈现纯感性,也就是其间的电流改动永久落后于两头电压的改动,也就是说电压到达峰值的时候,电流还未到达峰值,功率因数很低。咱们知道,功率等于电压波形与电流波形的重叠面积,而在电感中,电流与电压波形是错开一个角度的,这时的重叠面积很小,即使其中经过了巨大的电流,也是做无用功。这是假如单纯的计算P=UI,得到的只是无功功率。而关于电容,正好相反,其间的电流永久超前于电压改动。假如将电容与电感构成串联或并联谐振,一个超前,一个滞后,谐振时正好抵消掉。因此电容在这儿也叫功率补偿电容。这时从鼓励源来看,相当于向一个纯阻性负载供电-好文章-,电流波形与电压波形完全重合,输出大的有功功率。这就是为什么要采纳串(并)补偿电容构成谐振的首要原因。
  2.2第二个问题,LC谐振有串联谐振和并联谐振,该选用什么结构呢。
  说得直白一点,并联谐振回路,谐振电压等于鼓励源电压,而槽路(TANK)中的电流等于鼓励电流的Q倍。串联谐振回路的槽路电流等于鼓励源电流,而L,C两头的电压等于鼓励源电压的Q倍,各有千秋。
  从电路结构来看:
  关于恒压源鼓励(半桥,全桥),应该选用串联谐振回路,由于供电电压安稳,电流越大,输出功率也就越大,关于串联谐振电路,在谐振点时整个回路阻抗小,谐振电流也到达大值,输出大功率。串联谐振时,空载的回路Q值高,L,C两头电压较高,槽路电流白白浪费在回路电阻上,发热巨大。
  关于恒流源鼓励(如单管电路),应选用并联谐振,自在谐振时LC端电压很高,因此能获得很大功率。并联谐振有个很重要的优点,就是空载时回路电流小,发热功率也很小。值得一提的是,从实验作用来看,相同的谐振电容和加热线圈,相同的驱动功率,并联谐振合适加热体积较大的工件,串联谐振合适加热体积小的工件。
  三、 制造过程
  明白了以上原理后,可以着手打造咱们的感应加热设备了。咱们制造的这个设备首要由调压整流电源、锁相环、死区时刻发作器、GDT电路、MOS桥、阻抗改换变压器、LC槽路以及散热体系几大部分组成。
  咱们再来对构成体系的原理图进行一些剖析,如下:
  槽路部分:
  C1、C2、C3、L1以及T1的次(左侧)一起构成了一个串联谐振回路,由于变压器次存在漏感,回路的走线也存在散布电感,所以实践谐振频率要比单纯用C1-C3容量与L1电感量计算的谐振频率略低。图中L1实践上为1uH,我将漏感散布电感等加在里边所认为1.3uH,参数谐振频率为56.5KHz。
  从逆变桥输出的高频方波鼓励信号从J2-1输入,经过隔直电容C4及单刀双掷开关S1后进入T1的初,然后流经1:100电流
  互感器后从J2-2回流进逆变桥。在这儿,C4单纯作为隔直电容,不参与谐振 ,因此应挑选容量足够大的无感无性电容,这儿选用CDE无感吸收电容1.7uF 400V五只并联以下降发热。
  S1的作用为阻抗改换比切换,当开关打到上面触点时,变压器的匝比为 35:0.75,折合阻抗变比为2178:1;当开关打到下面触点时,变压器匝比为24:0.75,折合阻抗变比为1024:1。为何要设置这个阻抗变比切换,首要根据以下原因。(1)铁磁性工件的尺度决议了整个串联谐振回路的等效电阻,尺度越大,等效电阻越大。(2)回路空载和带载时等效电阻不同巨大,假如空载时变比过低,将形成逆变桥瞬间烧毁。
  T2是T1初作业电流的取样互感器,由于匝比为1:100,且负载电阻为100Ω,所以当电阻上电压为1V时对应T1初电流为1A。该互感器应有足够小的漏感且易于制造,宜选用铁氧体磁罐制造,如无磁罐也可用磁环代替。在调试电路时,可经过示波器检测J3两头电压的波形形状和起伏而了解电路的作业状况,频率,电流等参数,亦可作为过流维护的取样点。
  J1端子输出谐振电容两头的电压信号,当电路谐振时,电容电压与T1次电压存在90°相位差,将这个信号送入后续的PLL锁相环,就可以自动调理时鼓励频率一直等于谐振频率。且相位安稳。
  L1,T1 线圈均选用紫铜管制造,作业中,线圈发热严重,有必要参加水冷措施以确保长时刻安全作业。为确保杰出的传输特性以及防止磁饱满,T1选用两个 EE85磁芯叠合运用,在绕制线圈时需先用木板做一个比磁芯舌截面稍微大点的模子,在上面绕制好后脱模。
  PLL锁相环部分:
  PLL是整个电路的中心,请自行查阅书籍或网络。 以U1五端单片开关电源芯片LM2576-adj为中心的斩波稳压开关电路为整个PLL板供给安稳的,功率微弱的电源。供给15V2A的安稳电压。由于选用15V的VDD电源,芯片只能选用CD40xx系列的CMOS器件,74系列的不能在此电压下作业。
  CD4046 锁相环芯片的内部VCO振动信号从4脚输出,一方面送到U2为中心的死区时刻发作器,用以驱动后电路。另一方面回馈到CD4046的鉴相器输入B端口3 脚。片内VCO的频率范围由R16、R16、W1、C13的值一起决议,如图参数时,随着VCO控制电压0-15V改动,振动频率在20KHz- 80KHz之间改动。
  从谐振槽路Vcap接口J1送进来的电压信号从J4接口输入PLL板,经过R14,D2,D3构成的钳位电路后,送入 CD4046的鉴相器输入A端口14脚。这儿要留意的是,Vcap电压的相位要倒相输入,才干形成负反馈。D2,D3宜选用低结电容的检波管或开关管如 1N4148、1N60之类。
  C7、C12为CD4046的电源退耦,旁路掉电源中的高频重量,使其安稳作业。
  现在说说作业流程,咱们选用的是CD4046内的鉴相器1(XOR异或门)。关于鉴相器1,当两个输人端信号Ui、Uo的电平状况相异时(即一个高电平,一个为低电平),输出端信号UΨ为高电平;反之,Ui、Uo电平状况相一起(即两个均为高,或均为低电平),UΨ输出为低电平。当Ui、Uo的相位差Δφ在0°-180°范围内改动时,UΨ的脉冲宽度m亦随之改动,即占空比亦在改动。从比较器Ⅰ的输入和输出信号的波形可知,其输出信号的频率等于输入信号频率的两倍,并且与两个输入信号之间的中心频率坚持90°相移。从图中还可知,fout不一定是对称波形。对相位比较器Ⅰ,它要求Ui、Uo的占空比均为50%(即方波),这样才干使锁定范围为大。
  当14脚与3脚之间的相位差发作改动时,2脚输出的脉宽也跟着改动,2脚的PWM信号经过U4为中心的有源低通滤波器后得到一个较为平滑的直流电平,将这个直流电平作为VCO的控制电压,就能形成负反馈,将VCO的输出信号与14脚的输入信号锁定为相同频率,固定相位差。
  关于死区发作器,本电路中,以U2 CD4001四2输入端与非门和外围R8,R8,C10,C11一起组成,利用了RC充放电的推迟时刻,将实时信号与推迟后的信号做与运算,得到一个合适的死区。死区时刻巨细由R8,R8,C10,C11一起决议。如图参数,为1.6uS左右。在实践设计装置的时候,C10或C11应运用68pF的瓷片电容与5-45pF的可调电容并联,以便利调整两组驱动波形的死区对称性。
  关于输出,从死区时刻发作器输出的电平信号,仅有微弱的驱动能力,咱们有必要将其输出功率放大到一定程度才干有效地推动后续的GDT(门驱动变压器)部分,Q1-Q8构成了双性射跟随器,俗称图腾柱,将较高的输入阻抗改换为低的输出阻抗,合适驱动功率负载。 R10.R11为上拉电阻,增强CD4001输出的“1”电平的强度。有人会问设计两图腾是否多余,我开端也这么认为,实验时单用一 TIP41,TIP42为图腾输出,测试后发现高电平平顶斜降带载后比较严重,剖析为此类型晶体管的hFE过低引起,增加前8050/8550推动后,平顶斜降消失。
  GDT门驱动电路:
  MOSFET的门驱动电路,选用GDT驱动的优点就是即使驱动出问题,也不可能呈现共态导通鼓励电平。
  留适当的死区时刻,这个电路死区大到1.6uS。并且MOSFET开关敏捷,没有IGBT的拖尾,很难炸管。并且MOS的米勒效应小许多。
  电路处于ZVS状况,管子2KW下作业根本不发热,热击穿不复存在。
  从PLL板输出的两路倒相驱动信号,从GDT板的J1,J4接口输入,经过C1-C4隔直后送入脉冲阻隔变压器T1-T4。R5,R6的存在,下降了隔直电容与变压器初的振动Q值,起到削减过冲和振铃的作用。从脉冲变压器输出的±15V的浮地脉冲,经过R1-R4限流缓冲(延长对Cgs的充电时刻,减缓开通斜率)后,齐纳二管ZD1-ZD8对脉冲进行双向钳位,后经由J2,J3,J5,J6端子输出到四个MOS管的GS。这儿由于关断期间为 -15V电压,即使有少量的电平抖动也不会使MOS管反常开通,形成共态导通。留意,J2,J3用以驱动一个对角的MOS管,J5,J6用于驱动另一个对角的mos管。 为了有效利用之前PLL板输出的功率以及减小驱动板高度,这儿选用4只脉冲变压器别离对4支管子进行驱动。脉冲变压器T1- T4均选用EE19磁芯,不开气隙,初次均用0.33mm漆包线绕制30T,为提高绕组间耐压起见,并未 选用双线并绕。而是先绕初,用耐高温胶带3 层缘后再绕次,选用密绕方法,留意图中+,-号表示的同名端。C1-C4均选用CBB无性电容。其余按电路参数。
  电源部分:
  市电电压经过自耦调压器后从J2输入,经过B1全波整流后送入C1-C4进行滤波。为了在MOS桥开关期间,坚持母线电压安稳(恒压源),故没有参加滤波电感。C1,C2为MKP电容,首要作用为全桥钳位过程期间的逆向突波吸收。整流滤波后的脉动直流从 J1输出。
  全桥部分:
  MOSFET桥电路结构比较简单,不再赘述。着重一下,各个MOS管的GS到GDT板之间的引线,尽可能一样长,但应小于250px。有必要选用双绞线。MOS管的选取应遵从以下要求:开关时刻小于100nS、耐压高于500V、内部自带阻尼二管、电流大于 20A、耗散功率大于150W。
  四、散热体系
  槽路部分的阻抗改换变压器次以及感应线圈部分,在满功率输出时,流经的电流到达500A之巨,假如没有强有力的冷却措施,将在短时刻内过热烧毁。
  该体系宜选用水冷措施,利用铜管本身作为水流通路。泵选用隔膜泵,一是能自吸,二是压力高。电路选用的是国产普兰迪隔膜泵,输出压力到达0.6MPa,轻松在3mm内径的铜管中完成大流量水冷。
  五、拼装
  拼装留意GDT部分,输出端口的1脚接G,2脚接S,双绞线长度小于250px。
  六、调试
  该电路的调试比较简单,首要分以下几个过程进行。
  1. PLL板整体功能检测。电路拼装好后,先断开高压电源,将PLL板JP1跳线的2,3脚短路,使VCO输出固定频率的方波。然后用示波器别离检测四个MOS管的GS电压,看是否满足相位和起伏要求。对角的波形同相,同一臂的波形反相。起伏为±15V。假如此过程无问题,进行下一步。假如波形相位反常,检测双绞线连接是否有误。
  2.死区时刻对称性调整。用示波器监测同一臂的两个MOS的GS电压,调理PLL板C10或C11并联的可调电容,使两个MOS的GS电压的高电平宽度根本共同即可。死区时刻差异过大的话,简单形成在振动的前几个周期内,就形成磁芯的累计偏磁而发作饱满炸管,隔直电容能减轻这一状况。
  3. VCO 中心频率调整。PLL环路中,VCO的中心频率在谐振频率附近时,能获得大的盯梢捕捉范围,因此有必要进行一个调整。槽路部分S1切换到上方触点,PLL板JP1跳线的2,3脚短路,使VCO控制电压处于0.5VCC,W2置于中点。经过自耦调压器将高压输入调理在30VAC。用万用表沟通电流档监测高压输入电流,一起用示波器监测槽路部分J3接口电压,缓慢调理PLL板的W1,使J3电压为规范正弦波。此时,电流表的示数也为大值。这时谐振频率与VCO中心频率根本相等。电流波形规范正弦波,与驱动波形滞后200nS左右。
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